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-工程师不可不知的开关电源关键设计(六)

发布时间:2021-09-26 11:40:19
来源:bob综合体育下载

  摘要:为了适应车载用电设备的需求,采用推挽逆变-高频变压-全桥整流方案设计了24VDC输入-220VDC输出、额定输出功率600W的DC-DC变换器,并采用AP法给出了高频推挽变压器的设计过程。在详细分析推挽逆变工作原理的基础上,给出了实际设计中的注意事项。实验结果表明该方案是一种理想的车载DC-DC变换器设计方案。

  随着现代汽车用电设备种类的增多,功率等级的增加,所需要电源的型式越来越多,包括交流电源和直流电源。这些电源均需要采用开关变换器将蓄电池提供的+12VDC或+24VDC的直流电压经过DC-DC变换器提升为+220VDC或+240VDC,后级再经过DC-AC变换器转换为工频交流电源或变频调压电源。对于前级DC-DC变换器,又包括高频DC-AC逆变部分、高频变压器和AC-DC整流部分,不同的组合适应不同的输出功率等级,变换性能也有所不同。推挽逆变电路以其结构简单、变压器磁芯利用率高等优点得到了广泛应用,尤其是在低压大电流输入的中小功率场合;同时全桥整流电路也具有电压利用率高、支持输出功率较高等特点,因此本文采用推挽逆变-高频变压器-全桥整流方案,设计了24VDC输入-220VDC 输出、额定输出功率600W的DC-DC变换器,并采用AP法设计相应的推挽变压器。

  图1给出了推挽逆变-高频变压-全桥整流DC-DC变换器的基本电路拓扑。通过控制两个开关管S1和S2以相同的开关频率交替导通,且每个开关管的占空比d均小于50%,留出一定死区时间以避免S1和S2同时导通。由前级推挽逆变将输入直流低电压逆变为交流高频低电压,送至高频变压器原边,并通过变压器耦合,在副边得到交流高频高电压,再经过由反向快速恢复二极管FRD构成的全桥整流、滤波后得到所期望的直流高电压。由于开关管可承受的反压最小为两倍的输入电压,即2UI,而电流则是额定电流,所以, 推挽电路一般用在输入电压较低的中小功率场合。

  当S1开通时,其漏源电压 uDS1只是一个开关管的导通压降,在理想情况下可假定 uDS1=0,而此时由于在绕组中会产生一个感应电压,并且根据变压器初级绕组的同名端关系,该感应电压也会叠加到关断的S2上,从而使S2在关断时承受的电压是输入电压与感应电压之和约为2UI.在实际中,变压器的漏感会产生很大的尖峰电压加在S2 两端,从而引起大的关断损耗,变换器的效率因受变压器漏感的限制,不是很高。在S1和S2 的漏极之间接上RC缓冲电路,也称为吸收电路,用来抑制尖峰电压的产生。并且为了给能量回馈提供反馈回路,在S1和S2 两端都反并联上续流二极管FWD。

  采用面积乘积(AP)法进行设计。对于推挽逆变工作开关电源,原边供电电压UI=24V,副边为全桥整流电路,期望输出电压UO=220V,输出电流IO=3A,开关频率fs=25kHz,初定变压器效率=0.9,工作磁通密度Bw=0.3T.

  图2(a)为S1导通、S2关断时的等效电路,图中箭头为电流流向,从电源UI正极流出,经过S1流入电源UI负极,即地,此时FWD1不导通;当S1关断时,S2未导通之前,由于原边能量的储存和漏电感的原因,S1的端电压将升高,并通过变压器耦合使得S2的端电压下降,此时与S2并联的能量恢复二极管FWD2还未导通,电路中并没有电流流过,直到在变压器原边绕组上产生上正下负的感生电压。如图2(b);FWD2导通,把反激能量反馈到电源中去,如图2(c),箭头指向为能量回馈的方向。

  当某一PWN信号的下降沿来临时,其控制的开关元件关断,由于原边能量的储存和漏电感的原因,漏极产生冲击电压,大于2UI,因为加入了RC缓冲电路,使其最终稳定在2UI附近。

  当S1的PWN 信号下降沿来临,S1关断,漏极产生较高的冲击电压,并使得与S2并联的反馈能量二极管FWD2导通,形成能量回馈回路,此时S2漏极产生较高的冲击电流,见图4。

  图5为简化后的主电路。输入24V 直流电压,经过大电容滤波后,接到推挽变压器原边的中间抽头。变压器原边另外两个抽头分别接两个全控型开关器件IGBT,并在此之间加入RC吸收电路,构成推挽逆变电路。推挽变压器输出端经全桥整流,大电容滤波得到220V直流电压。并通过分压支路得到反馈电压信号UOUT。

  以CA3524芯片为核心,构成控制电路。通过调节6、7管脚间的电阻和电容值来调节全控型开关器件的开关频率。12、13 管脚输出PWM脉冲信号,并通过驱动电路,分别交替控制两个全控型开关器件。电压反馈信号输入芯片的1管脚,通过调节电位器P2给2管脚输入电压反馈信号的参考电压,并与9管脚COM端连同CA3524内部运放一起构成PI调节器,调节PWM脉冲占空比,以达到稳定输出电压220V的目的。

  实验结果表面,输出电压稳定在220V,纹波电压较小。最大输出功率能达到近600W,系统效率基本稳定在80%,达到预期效果。其中,由于IGBT效率损耗较大导致系统效率偏低,考虑如果采用损耗较小的MOSFET,系统效率会至少上升10%~15%.

  (1) 变压器初级绕组在正、反两个方向激励时,由于相应的伏秒积不相等,会使磁芯的工作磁化曲线偏离原点,这一偏磁现象与开关管的选择有关,原因是开关管反向恢复时间的不同》 可导致伏秒积的不同。

  (2)实验中,随着输入电压的微幅增高,系统损耗随之增大,主要原因是变压器磁芯产生较大的涡流损耗,系统效率有所下降。减小涡流损耗的措施主要有:减小感应电势,如采用铁粉芯材料;增加铁心的电阻率,如采用铁氧体材料;加长涡流所经的路径,如采用硅钢片或非晶带。

  推挽电路特别适用于低压大电流输入的中小功率场合,并利用AP法设计了一种高频推挽变压器。实验结果表明推挽逆变-高频变压-全桥整流的方案达到了预期的效果,使输出电压稳定在220V并具有一定的输出硬度,效率达到80%,为现代汽车电源的发展提供了一定的发展空间。

  评价开关电源的质量指标应该是以安全性、可靠性为第一原则。在电气技术指标满足正常使用要求的条件下,为使电源在恶劣环境及突发故障情况下安全可靠地工作,必须设计多种保护电路,比如防浪涌的软启动,防过压、欠压、过热、过流、短路、缺相等保护电路。同时,在同一开关电源电路中,设计多种保护电路的相互关联和应注意的问题也要引起足够的重视。

  开关电源的输入电路大都采用电容滤波型整流电路,在进线电源合闸瞬间,由于电容器上的初始电压为零,电容器充电瞬间会形成很大的浪涌电流,特别是大功率开关电源,采用容量较大的滤波电容器,使浪涌电流达100A以上。在电源接通瞬间如此大的浪涌电流,重者往往会导致输入熔断器烧断或合闸开关的触点烧坏,整流桥过流损坏;轻者也会使空气开关合不上闸[4]。上述现象均会造成开关电源无法正常工作,为此几乎所有的开关电源都设置了防止流涌电流的软启动电路,以保证电源正常而可靠运行。防浪涌软启动电路通常有晶闸管保护法和继电器保护法两大类。

  图1是采用晶闸管V和限流电阻R1组成的防浪涌电流电路。在电源接通瞬间,输入电压经整流桥(D1~D4)和限流电阻R1对电容器C充电,限制浪涌电流。当电容器C充电到约80%额定电压时,逆变器正常工作。经主变压器辅助绕组产生晶闸管的触发信号,使晶闸管导通并短路限流电阻R1,开关电源处于正常运行状态。

  图2是采用继电器K和限流电阻R1构成的防浪涌电流电路。电源接通瞬间,输入电压经整流(D1~D4)和限流电阻R1对滤波电容器C1充电,防止接通瞬间的浪涌电流,同时辅助电源Vcc经电阻R2对并接于继电器K线上的电压达到继电器K的动作电压时,K动作,其触点K1.1闭合而旁路限流电阻R1,电源进入正常运行状态。限流的延迟时间取决于时间常数(R2C2),通常选取为0.3~0.5s。为了提高延迟时间的准确性及防止继电器动作抖动振荡,延迟电路可采用图3所示电路替代R2C2延迟电路。

  进线电源过压及欠压对开关电源造成的危害,主要表现在器件因承受的电压及电流能力超出正常使用的范围而损坏,同时因电气性能指标被破坏而不能满足要求。因此对输入电源的上限和下限要有所限制,为此采用过压、欠压保护以提高电源的可靠性和安全性。

  温度是影响电源设备可靠性的最重要因素。根据有关资料分析表明[5],电子元器件温度每升高2℃,可靠性下降10%,温升50℃时的工作寿命只有温升25℃时的1/6,为了避免功率器件过热造成损坏,在开关电源中亦需要设置过热保护电路。

  图4是仅用一个4比较器LM339及几个分立元器件构成的过压、欠压、过热保护电路。取样电压可以直接从辅助控制电源整流滤波后取得,它反映输入电源电压的变化,比较器共用一个基准电压,N1.1为欠压比较器,N1.2为过压比较器,调整R1可以调节过、欠压的动作阈值。N1.3为过热比较器,RT为负温度系数的热敏电阻,它与R7构成分压器,紧贴于功率开关器件IGBT的表面,温度升高时,RT阻值下降,适当选取R7的阻值,使N1.3在设定的温度阈值动作。N1.4用于外部故障应急关机,当其正向端输入低电平时,比较器输出低电平封锁PWM驱动信号。由于4个比较器的输出端是并联的,无论是过压、欠压、过热任何一种故障发生,比较器输出低电平,封锁驱动信号使电源停止工作,实现保护。如将电路稍加变动,亦可使比较器输出高电平封锁驱动信号。

  由于电网自身原因或电源输入接线不可靠,开关电源有时会出现缺相运行的情况,且掉相运行不易被及时发现。当电源处于缺相运行时,整流桥某一臂无电流,而其它臂会严重过流造成损坏,同时使逆变器工作出现异常,因此,必须对缺相进行保护。检测电网缺相通常采用电流互感器或电子缺相检测电路。由于电流互感器检测成本高、体积大,故开关电源中一般采用电子缺相保护电路。图5是一个简单的缺相保护电路。三相平衡时,R1~R3结点H电位很低,光耦合输出近似为零电平。当缺相时,H点电位抬高,光耦输出高电平,经比较器进行比较,输出低电平,封锁驱动信号。比较器的基准可调,以便调节缺相动作阈值。该缺相保护适用于三相四线制,而不适用于三相三线制。电路稍加变动,亦可用高电平封锁PWM信号。

  图6是一种用于三相三线制电源缺相保护电路,A、B、C缺任何一相,光耦器输出电平低于比较器的反相输入端的基准电压,比较器输出低电平,封锁PWM驱动信号,关闭电源。比较器输入极性稍加变动,亦可用高电平封锁PWM信号。这种缺相保护电路采用光耦隔离强电,安全可靠,RP1、RP2用于调节缺相保护动作阈值。

  开关电源同其它电子装置一样,短路是最严重的故障,短路保护是否可靠,是影响开关电源可靠性的重要因素。IGBT(绝缘栅双极型晶体管)兼有场效应晶体管输入阻抗高、驱动功率小和双极型晶体管电压、电流容量大及管压降低的特点,是目前中、大功率开关电源最普遍使用的电力电子开关器件[6]。IGBT能够承受的短路时间取决于它的饱和压降和短路电流的大小,一般仅为几s至几十s。短路电流过大不仅使短路承受时间缩短,而且使关断时电流下降率 过大,由于漏感及引线电感的存在,导致IGBT集电极过电压,该过电压可使IGBT锁定失效,同时高的过电压会使IGBT击穿。因此,当出现短路过流时,必须采取有效的保护措施。

  为了实现IGBT的短路保护,则必须进行过流检测。适用IGBT过流检测的方法,通常是采用霍尔电流传感器直接检测IGBT的电流Ic,然后与设定的阈值比较,用比较器的输出去控制驱动信号的关断;或者采用间接电压法,检测过流时IGBT的电压降Vce,因为管压降含有短路电流信息,过流时Vce增大,且基本上为线性关系,检测过流时的Vce并与设定的阈值进行比较,比较器的输出控制驱动电路的关断。

  在短路电流出现时,为了避免关断电流的 过大形成过电压,导致IGBT锁定无效和损坏,以及为了降低电磁干扰,通常采用软降栅压和软关断综合保护技术。

  在设计降栅压保护电路时,要正确选择降栅压幅度和速度,如果降栅压幅度大(比如7.5V),降栅压速度不要太快,一般可采用2s下降时间的软降栅压,由于降栅压幅度大,集电极电流已经较小,在故障状态封锁栅极可快些,不必采用软关断;如果降栅压幅度较小(比如5V以下),降栅速度可快些,而封锁栅压的速度必须慢,即采用软关断,以避免过电压发生。

  为了使电源在短路故障状态不中断工作,又能避免在原工作频率下连续进行短路保护产生热积累而造成IGBT损坏,采用降栅压保护即可不必在一次短路保护立即封锁电路,而使工作频率降低(比如1Hz左右),形成间歇“打嗝”的保护方法,故障消除后即恢复正常工作。下面是几种IGBT短路保护的实用电路及工作原理。

  图7是利用IGBT过流时Vce增大的原理进行保护的电路,用于专用驱动器EXB841。EXB841内部电路能很好地完成降栅及软关断,并具有内部延迟功能,以消除干扰产生的误动作。含有IGBT过流信息的Vce不直接送至EXB841的集电极电压监视脚6,而是经快速恢复二极管VD1,通过比较器IC1输出接至EXB841的脚6,其目的是为了消除VD1正向压降随电流不同而异,采用阈值比较器,提高电流检测的准确性。如果发生过流,驱动器EXB841的低速切断电路慢速关断IGBT,以避免集电极电流尖峰脉冲损坏IGBT器件。

  图8(a)是利用电流传感器进行过流检测的IGBT保护电路,电流传感器(SC)初级(1匝)串接在IGBT的集电极电路中,次级感应的过流信号经整流后送至比较器IC1的同相输入端,与反相端的基准电压进行比较,IC1的输出送至具有正反馈的比较器IC2,其输出接至PWM控制器UC3525的输出控制脚10。不过流时,VAVref,VB为高电平,C3充电使VC》Vref,IC2输出高电平(大于1.4V),关闭PWM控制电路。因无驱动信号,IGBT关闭,而电源停止工作,电流传感器无电流流过,使VA参数,使PWM驱动信号关闭时间t2》》t1,可保证电源进入睡眠状态。正反馈电阻R7保证IC2只有高、低电平两种状态,D5,R1,C3充放电电路,保证IC2输出不致在高、低电平之间频繁变化,即IGBT不致频繁开通、关断而损坏。

  图9是利用IGBT(V1)过流集电极电压检测和电流传感器检测的综合保护电路,电路工作原理是:负载短路(或IGBT因其它故障过流)时,V1的Vce增大,V3门极驱动电流经R2,R3分压器使V3导通,IGBT栅极电压由VD3所限制而降压,限制IGBT峰值电流幅度,同时经R5C3延迟使V2导通,送去软关断信号。另一方面,在短路时经电流传感器检测短路电流,经比较器IC1输出的高电平使V3导通进行降栅压,V2导通进行软关断。

  此外,还可以应用检测IGBT集电极电压的过流保护原理,采用软降栅压、软关断及降低工作频率保护技术的短路保护电路[7、8],这里不作祥细介绍了,有兴趣的读者请参考文献[1]。开关电源保护功能虽属电源装置电气性能要求的附加功能,但在恶劣环境及意外事故条件下,保护电路是否完善并按预定设置工作,对电源装置的安全性和可靠性至关重要。验收技术指标时,应对保护功能进行验证。

  开关电源的保护方案和电路结构具有多样性,但对具体电源装置而言,应选择合理的保护方案和电路结构,以使得在故障条件下真正有效地实现保护。

  开关电源保护功能虽属电源装置电气性能要求的附加功能,但在恶劣环境及意外事故条件下,保护电路是否完善并按预定设置工作,对电源装置的安全性和可靠性至关重要。验收技术指标时,应对保护功能进行验证。

  开关电源的保护方案和电路结构具有多样性,但对具体电源装置而言,应选择合理的保护方案和电路结构,以使得在故障条件下真正有效地实现保护。

  众所周知,任何闭环系统在增益为单位增益,且内部随频率变化的相移为360时,该闭环控制系统都会存在不稳定的可能性。因此几乎所有的开关电源都有一个闭环反馈控制系统,从而能获得较好的性能。在负反馈系统中,控制放大器的连接方式有意地引入了180相移,如果反馈的相位保持在180以内,那么控制环路将总是稳定的。当然,在现实中这种情况是不会存在的,由于各种各样的开关延时和电抗引入了额外的相移,如果不采用适合的环路补偿,这类相移同样会导致开关电源的不稳定。

  衡量开关电源稳定性的指标是相位裕度和增益裕度。相位裕度是指:增益降到0dB时所对应的相位。增益裕度是指:相位为零时所对应的增益大小(实际是衰减)。在实际设计开关电源时,只在设计反激变换器时才考虑增益裕度,设计其它变换器时,一般不使用增益裕度。

  在开关电源设计中,相位裕度有两个相互独立作用:一是可以阻尼变换器在负载阶跃变化时出现的动态过程;另一个作用是当元器件参数发生变化时,仍然可以保证系统稳定。相位裕度只能用来保证“小信号稳定”。在负载阶跃变化时,电源

  避免要进入“大信号稳定”范围。工程中我们认为在室温和标准输入、正常负载条件下,环路的相位裕度要求大于45。在各种参数变化和误差情况下,这个相位裕度足以确保系统稳定。如果负载变化或者输入电压范围变化非常大,考虑在所有负载和输入电压下环路和相位裕度应大于30。如图l所示为开关电源控制方框示意图,开关电源控制环路由以下3部分构成。

  (3)采样、控制比较放大部分,主要包含输出电压采样、比较、放大(如TL431)、误差放大传输(如光电耦合器)和PWM集成电路内部集成的电压比较器(这些放大器的补偿设计最大程度的决定着开关电源系统稳定性,是设计的重点和难点)。

  如图1所示,假如在节点A处引入干扰波。此方波所包含的能量分配成无限列奇次谐波分量。如果检测到真实系统对不断增大的谐波有响应,则可以看出增益和相移也随着频率的增加而改变。如果在某一频率下增益等于l且总的额外相移为180(此相移加上原先设定的180相移,总相移量为360),那么将会有足够的能量返回到系统的输入端,且相位与原相位相同,那么干扰将维持下去,系统在此频率下振荡。如图2所示,通常情况下,控制放大器都会采用反馈补偿元器件Z2减少更高频率下的增益,使得开关电源在所有频率下都保持稳定。

  波特图对应于小信号(理论上的小信号是无限小的)扰动时系统的响应;但是如果扰动很大,系统的响应可能不是由反馈的线性部分决定的,而可能是由非线性部分决定的,如运放的压摆率、增益带宽或者电路中可能达到的最小、最大占空比等。当这些因素影响系统响应时,原来的系统就会表现为非线性,而且传递函数的方法就不能继续使用了。因此,虽然小信号稳定是必须满足的,但还不足以保证电源的稳定工作。因此,在设计电源环路补偿时,不但要考虑信号电源系统的响应特性,还要处理好电源系统的大信号响应特性。电源系统对大信号响应特性的优劣可以通过负载跃变响应特性和输入电压跃变响应特性来判断,负载跃变响应特性和输入电压跃变响应特性存在很强的连带关系,负载跃变响应特性好,则输入电压跃变响应特性一定好。

  对开关电源环路稳定性判据的理论分析是很复杂的,这是因为传递函数随着负载条件的改变而改变。各种不同线绕功率元器件的有效电感值通常会随着负载电流而改变。此外,在考虑大信号瞬态的情况下,控制电路工作方式转变为非线性工作方式,此时仅用线性分析将无法得到完整的状态描述。下面详细介绍通过对负载跃变瞬态响应波形分析来判断开关电源环路稳定性。

  (4)限定负载开关电流变化率为5A/s或者2A/s,没有声明负载电流大小和变化率的瞬态响应曲线图形无任何意义。

  图3(b)为阻尼响应,控制环在瞬变边缘之后带有振荡。说明拥有这种响应电源的增益裕度和相位裕度都很小,且只能在某些特定条件下才能稳定。因此,要尽量避免这种类型的响应,补偿网络也应该调整在稍低的频率下滑离。

  图3(d)为理想响应波形,接近最优情况,在绝大多数应用中,瞬态响应稳定且性能优良,增益裕度和相位裕度充足。